Список литературы по дисциплине Сложные сигналы в радиотехнических

Теория сложных сигналов. – М.: Советское радио, 1970. – 376

Δfэ спектра сигнала на длительность Tc сигнала .
Для простых сигналов

Согласованная фильтрация сигналов

Для физической реализации СФ t0 T

Основные свойства функции неопределенности

Fэ)/2

τи = 1/ Δf
.

сигналов:

2) кодированные по частоте (ЧДКС) (сигналы Костаса); дискретные составные частотные.
3)

>>1

автогенераторах
Формирование ЛЧМ сигналов в управляемых по фазе автогенераторах

: ψ(f) ≈– πτи(f– f0)2/2W,S(f) ≈ Um τи /(2

Групповое время замедления спектральных составляющих ЛЧМ сигнала:
tгр(f) = – dψ(f)/df = πτи (f – f0)/W.

Амплитудный спектр сигнала на выходе СФ: Sвых(f) = Hсф(f) S(f) ≈ a Um τи /(2 )

Фазочастотная характеристика φсф(f)= – ψ(f) – 2πft0 СФ обратна по знаку фазовому спектру
входного сигнала, поэтому фазовый спектр выходного сигнала СФ:
ψвых(f) = ψ(f) + φсф(f) = – 2πft0,
где t0 – постоянная временная задержка фильтра t0> τи.

Групповое время замедления спектральных составляющих выходного сигнала:
tгр(f) = – dψвых(f)/df = – d(–2πft0)/df = 2πt0.

Сигнал на выходе СФ [автокорреляционная функция (АКФ)]определяется операцией свертки
входного сигнала s(t) с импульсной характеристикой (ИХ) g(t):

Увеличение амплитуды сжатого импульса Umвых можно определить из закона сохранения
энергии.

sумнl[k]cos +jsумнl[k]sin= 
= Um2((cos(πb [N – l]2) – j sin(πb [N – l]2) (cos(πb [k –l]2)+ j sin(πb[k –l]2)))
sумнl[k]cos = Um2(cos(πb [N – l]2) cos(πb [k – l]2) + sin(πb [N – l]2)sin(πb[k –l]2)),
sумнl[k]sin = Um2(cos(πb [N – l]2) sin(πb[k – l]2)  – sin(πb [N– l]2) cos(πb [k –l]2)).

частоты; Δτ = – Fд/b – для линейно возрастающего;
– амплитуда основного лепестка уменьшается

– для линейно возрастающего (2).
Для ЛЧМ сигнала разрешение по

дает (n x n) массив Костаса W1 с n=p-1 и массив W2 с n=p-2. Для некоторых простых чисел

Эти конструкции используют таблицу логарифмов поля G(p), где p – нечетное простое число, а основание а является примитивным элементом этого поля.  

Теорема Уэлча: «Пусть q – примитивный корень по модулю простого целого числа p. В этом случае перестановочная матрица размером (p-1)х(p-1) с аI,j=1 тогда и только тогда, когда j=qimod p, 1

j=qimod p,

q=2, p=11

кодирование)
m1(t) = +C cos ω0t, m2(t) = –C cos ω0t

m(t) = b(t) s1(t) = C b(t) cos ω0t.

m(t) = C cos (ω0t+φн+φi)

основание системы счисления (число различных символов) р = 2, а число разрядов

a2 = 0

регистра m= lg(N+1)/lg 2, где N определяется требуемым уровнем боковых

М-последовательность длины (периода) N = 2m –1;
{βi} – бинарная М-последовательность

Голда.
Построение сигнатур происходит посимвольным перемножением М-последовательности {di} на циклически

0 1 1 0 1 1 1 0 1 0

варианта –
для второго варианта –
Для вариантов взаимосвязанных параметров m

сформированный из 2-х M-последовательностей с образующими полиномами:
Обе M-последовательности имеют

где ni – количество символов, задающее фазовый сдвиг кода i-го спутника.
Включение члена niτk в дальномерный код связано с применяемой в системе GPS кодовой (структурной) селекции сигналов спутников.
В основе выделения ШПС требуемого НИСЗ лежит образование корреляционной функции с формируемым в аппаратуре потребителя кодом, соответствующим выбранному спутнику. Поэтому коды, присвоенные каждому из спутников, должны быть ортогональными, т.е. давать ВКФ, близкую к нулю, и обладать низким УБЛ корреляционной функции для уменьшения взаимных помех.
Ортогональность кодов достигается выбором ni, т.е. сдвигом кода по фазе. Из всей совокупности кодов Голда (1025) выбирают 37 и присваивают их соответствующим спутникам системы.

диапазонах L1 и L2 частоты формируется по правилу, fk = f0+kΔf, где

операция децимации с индексом v, где v невзаимно прост с

Касами длины N, которые образуются посимвольным сложением по модулю 2

возможных значения:
Сравнение двух бинарных ансамблей показывает выигрыш множеств Касами

=4).
Начнем с бинарной M-последовательности

QPSK сигнала:
Ik=±1 и Qk=±1,

OQPSK)

фазового созвездия модулированного колебания:
{m3, m2,m1,m0}. 
 {m3,m2} определяет номер квадранта

Квадратурная амплитудная манипуляция

{m1,m0} определяет значение амплитуды действительной и мнимой части модулированного сигнала.

Расстояние d между соседними точками сигнального созвездия с L уровнями модуляции:

произведение νμ,
ν, μ = 0, 1, …, M –1,

Количество элементов кода: N =М 2, где М – целое число.

Символы сигналов Фрэнка an , n = 1…N: an=qνμ ,
где q = exp (j2πp/M)), р – число, взаимно простое с М, а νμ произведения определяются квадратной матрицей порядка М:

:

Номер элементов по индексу n определяется, начиная с левого верхнего элемента
по строкам, выписывая строку за строкой. Номер символа: n = νμ + μ +1.

Последовательность символов в сигнале в записи по правилу присоединения:

Фаза ν-гo элемента в μ-ой последовательности:

образуется матрица фаз размером М×М, элемент которой в ν-й строке

из набора конечного значения числа дискретов в пределах 360°.
Количество

Общее количество элементов последовательности ШПС с многофазным кодом:
N = Nφr_1,
где r – количество кодовых состояний в генераторе псевдослучайного кода.

Последовательность ШПС с многофазной кодовой манипуляцией для Nφ=5 при r =2, общее число элементов последовательности равно N =24.