Основы схемотехники. Тема: Межкаскадные связи. Коррекция АЧХ. Схемы стабилизации

Аркадьевич

Телефон мобильный: 8-926-610-9859, 8-925-603-6373 E-mail: dolin1974@gmail.com, george-dolin@yandex.ru, georgedolin@hotmail.com, e-seminar@mail.ru
skype dolin-george

переходная характеристика ;
СЧ - средние частоты ;
НЧ

- низкие частоты ;
ВЧ - высокие частоты ;
К - коэффициент усиления усилителя ;
Uc - напряжение сигнала частотой  ;
Cp - разделительный конденсатор;
R1,R2 - сопротивления делителя;
Rк - коллекторное сопротивление;
Rэ - сопротивление в цепи эмиттера ;
Cэ - конденсатор в цепи эмиттера ;
Rн - сопротивление нагрузки;
Сн - емкость нагрузки;
S - крутизна транзистора;
Lк - корректирующая индуктивность;
Rф,Сф - элементы НЧ - коррекции.

усилитель имеет равномерную АЧХ во всей полосе частот, реальный усилитель

всегда имеет искажения АЧХ, прежде всего - снижение усиления на низких и высоких частотах, как показано на рисунке.

с общим эмиттером представлена на рис., где Rc - внутреннее

сопротивление источника сигнала Uc ; R1 и R2 - сопротивления делителя, задающие рабочую точку транзистора VT1; Rэ - сопротивление в цепи эмиттера, которое шунтируется конденсатором Сэ ; Rк - коллекторное сопротивление; Rн - сопротивление нагрузки; Cp - разделительные конденсаторы, обеспечивающие разделение по постоянному току транзистора VT1 от цепи сигнала и цепи нагрузки.
Температурная стабильность рабочей точки возрастает при увеличении Rэ (за счет увеличения глубины отрицательной обратной связи в каскаде на постоянном токе), стабильность рабочей точки также возрастает и при уменьшении R1,R2 (за счет увеличения тока делителя и повышения температурной стабилизации потенциала базы VT1). Возможное уменьшение R1,R2 ограничено допустимым снижением входного сопротивления усилителя, а возможное увеличение Rэ ограничено максимально допустимым падением постоянного напряжения на сопротивлении эмиттера.

рис., где: S - крутизна транзистора, Uc - входной сигнал,

Yi = Y22 - выходная проводимость транзистора, Yк =1/Rк - коллекторная проводимость , Со = Свых + См + Сн , Свых - выходная емкость транзистора, См - распределенная паразитная и монтажная емкости, Сн - емкость нагрузки, Ср - разделительный конденсатор, Yн = 1/Rн - проводимость нагрузки. Отметим, что обычно в усилителях проводимости Yi < Yн Rн > Rк).

токе шина питания (“-Еп”) и общая точка (“земля”) являются короткозамкнутыми,

а также с учетом допущения 1/Cэ << Rэ , когда можно считать эмиттер VT1 подключенным на переменном токе к общей точке.
Поведение усилителя различно в области низких, средних и высоких частот (см.рис. 3.1). На средних частотах (СЧ) , где сопротивление разделительного конденсатора Ср пренебрежимо мало (1/Cр << Rн ), а влиянием емкости Со можно пренебречь, так как 1/Cо >> Rк , эквивалентная схема усилителя преобразуется в схему рис.3.4.

Ко не зависит от частоты  :
Ко = -

S/(Yi + Yк + Yн ),
откуда с учетом 1/Yi > Rн > Rк получаем приближенную формулу
Ко  -SRк.
Следовательно, в усилителях с высокоомной нагрузкой номинальный коэффициент усиления Ко прямо пропорционален величине сопротивления коллектора Rк.
В области низких частот (НЧ) также можно пренебречь малой емкостью Со, но необходимо учесть возрастающее с понижением  сопротивление разделительного конденсатора Ср. Это позволяет получить из рис. 3.3 эквивалентную схему усилителя на НЧ в виде рис.3.5, откуда видно, что конденсатор Ср и сопротивление Rн образуют делитель напряжения, снимаемого с коллектора транзистора VT1.

Ср (1/Cр ), и тем меньшая часть напряжения попадает на

выход, в результате чего происходит снижение усиления. Таким образом, Ср определяет поведение АЧХ усилителя в области НЧ и практически не оказывает влияния на АЧХ усилителя в области средних и высоких частот. Чем больше Ср, тем меньше искажения АЧХ в области НЧ, а при усилении импульсных сигналов - тем меньше искажения импульса в области больших времен (спад плоской части вершины импульса), как показано на рис.3.6.

разделительного конденсатора Ср пренебрежимо мало, при этом определяющим на АЧХ

усилителя будет наличие емкости Со. Эквивалентная схема усилителя в области ВЧ представлена на схеме рис.3.7, откуда видно, что емкость Со шунтирует выходное напряжение Uвых, следовательно с повышением  будет уменьшаться усиление каскада. Дополнительной причиной снижения усиления на ВЧ является уменьшение крутизны транзистора S по закону:
S() = S/(1 + j),
где  - постоянная времени транзистора.
Шунтирующее действие Со будет сказываться меньше при уменьшении сопротивления Rк . Следовательно, для увеличения верхней граничной частоты полосы усиливаемых частот необходимо уменьшать коллекторное сопротивление Rк, однако это неизбежно приводит к пропорциональному снижению номинального коэффициента усиления.

АЧХ идеального усилителя применяют специальные схемы коррекции в области

НЧ и ВЧ.

приведена на рисунке
Принцип работы этой схемы основан на увеличении в

области ВЧ сопротивления коллекторной цепи (Rк + jLк). Увеличение этого сопротивления с ростом  позволяет повысить усиление каскада на ВЧ. Необходимым условием эффективности работы этой схемы является высокоомность внешнего сопротивления нагрузки Rн >Rк. В противном случае малое сопротивление Rн будет шунтировать коллекторную цепь, при этом усиление каскада будет определяться величиной Rн и мало зависеть от Rк и Lк.

> Rк представлена на рис.3.9, откуда следует, что

на ВЧ АЧХ корректированного усилителя близка к частотной характеристике параллельного колебательного контура.
Следовательно, при неоптимальном выборе параметров корректирующей индуктивности Lк на АЧХ усилителя может появиться подъем, вызывающий искажения усиливаемых сигналов. АЧХ и ПХ усилителя с ВЧ-коррекцией при оптимальных и неоптимальных параметрах корректирующей индуктивности Lк показаны на рис.
1. Lк < Lопт 2.Lк = Lопт 3.Lк > Lопт
Видно, что ВЧ-коррекция оказывает влияние только на область ВЧ (область малых времен - фронты импульсов). При Lк > Lопт длительность фронта самая малая, однако, на выходном импульсном сигнале возникает выброс.

Сф - элементы НЧ-коррекции, выполняющие попутно и роль НЧ-фильтра в

цепи питания транзистора VT1.
Принцип работы схемы НЧ-коррекции основан на увеличении сопротивления коллекторной цепи в области НЧ, поэтому, как и в схеме индуктивной ВЧ-коррекции, данная схема эффективна только при высокоомной нагрузке Rн > Rк. Емкость конденсатора Ср выбирается таким образом, чтобы на средних и высоких частотах выполнялось 1/Сф << Rф (то есть Сф шунтирует Rф), поэтому цепь Сф, Rф практически не оказывает влияния на работу усилителя на СЧ и ВЧ. На НЧ сопротивление Сф становится больше сопротивления Rф, это увеличивает сопротивление коллекторной цепи и как результат - понижает нижнюю граничную частоту полосы пропускания усилителя . При этом отношение Rф/Rк определяет максимально возможный подъем усиления с понижением частоты , который однако, реально всегда бывает меньше по причине снижения усиления на НЧ из-за разделительного конденсатора Ср.

АЧХ и ПХ усилителя при оптимальных и неоптимальных параметрах НЧ-коррекции (1 - без коррекции , 2 - оптимальная коррекция, 3 - перекоррекция ) приведены на рисунке.

Для исключения взаимного влияния УК друг на друга при передаче

сигнала применяют различные типы межкаскадной связи.

Основные типы межкаскадных связей:
непосредственная,
резистивно-емкостная,
трансформаторная.

предыдущего каскада соединяется с входным электродом последующего непосредственно. Различают последовательную

и параллельную непосредственную связь.
К достоинствам непосредственной межкаскадной связи следует отнести простоту ее реализации, отсутствие при ее использовании низкочастотных искажений, возможность стабилизации режимов работы на постоянном токе усилительного тракта в целом за счет охвата этого тракта общей петлей обратной связи (ОС). Недостатком, нарушающим нормальную работу усилителей, является дрейф нуля. Непосредственная связь широко используется в усилителях постоянного тока (УПТ) и в аналоговых микросхемах.

преграждает путь постоянной составляющей напряжения из выходной цепи на вход

следующего каскада.
УК, соединенные такой связью свободны от недостатков каскадов с непосредственной связью, т.е. они не обладают дрейфом нуля, передаваемым на следующий каскад, и без затруднения позволяют обеспечить необходимые напряжения на усилительных элементах при питании многокаскадного усилителя от одного источника. Также, такие каскады обладают хорошей частотной характеристикой, имеют небольшие нелинейные искажения и находят широкое применение.
Конденсатор С является блокирующим для постоянного тока и конденсатором связи для переменного тока. Резистор R3 является коллекторной нагрузкой первого каскада. Резистор R4 является входной нагрузкой, а также замыкает по постоянному току цепь перехода база-эмиттер второго каскада.
Резисторно-емкостная связь используется, главным образом, в усилителях низкой частоты. Конденсатор связи С должен иметь низкое реактивное сопротивление для минимизации ослабления сигнала на низких частотах. Обычно используется емкость в пределах от 10 до 100 микрофарад. Конденсатор связи обычно бывает электролитическим.

обмотку трансформатора, включаемую в выходную цепь усилительного элемента, на выходной

электрод подается напряжение питания, а ко вторичной присоединяют входную цепь следующего каскада. Переменная составляющая выходного тока, проходя через первичную обмотку, создает на ней напряжение сигнала, трансформирующееся во вторичную обмотку и подающееся на вход следующего каскада.
К достоинству связи этого типа следует отнести то, что при ее применении выбором коэффициента трансформации можно обеспечить оптимизацию значения нагрузки усилительного прибора и тем самым реализовать возможность получения предельных значений сигнальной мощности, отдаваемой в нагрузку. В связи с этим трансформаторное подключение нагрузки к выходной цепи транзистора используется в оконечных каскадах усилителей мощности, где требуется получение больших сигнальных мощностей и высоких значений КПД.
Недостатком этого типа является то, что трансформаторы громоздки и дороги. Кроме того, усилитель с трансформаторной связью может использоваться только в узком диапазоне частот.

а представлена схема УК с фиксированным напряжением базы. Данное фиксирование

(стабилизация) осуществляется заменой источника напряжения смещения делителем напряжения питания Еп (сопротивления Rб1 и Rб2), часть которого, выделяемая на резисторе Rб1, равна значению напряжения базы Uбэ0, т.е. задает режим покоя (Uвх = 0) в УК.

Конденсаторы Ср1 и Ср2 являются разделительными: Ср1 исключает шунтирование входной цепи каскада цепью источника входного сигнала по постоянному току, что позволяет, исключить протекание постоянного тока через источник входного сигнала по цепи +Еп → Rб2 → внутреннее сопротивление источника Rг, а также обеспечить независимость напряжения Uбэ0 в режиме покоя от внутреннего сопротивления источника входного сигнала. Назначение конденсатора Ср2 – пропускать в цепь нагрузки только переменную составляющую напряжения.

процесс задания режима покоя. Для этого воспользуемся графоаналитическим методом.
Составим уравнение по

2-му закону Кирхгофа для режима покоя, т.е. для постоянных составляющих токов и напряжений:
Iк0Rк + Uкэ0 + URэ0 – Eп = 0.
Величина URэ0 незначительна, поэтому ею для упрощения анализа можно пренебречь, и тогда получаем уравнение
Iк0Rк + Uкэ0 = Eп.
Данное выражение является уравнением прямой линии на плоскости выходных ВАХ транзистора. Эта линия называется нагрузочной характеристикой (линией) УК (б). Точка пересечения этой линии с ВАХ, соответствующей Iб0, определяет режим работы каскада по постоянному току (режим покоя).
Основные параметры УК зависят от внешних возмущений и в первую очередь от температуры. При изменении температуры изменяется обратный ток Iкобр напряжение Uбэ и коэффициент передачи по току. Все эти изменения принято характеризовать понятием дрейф нуля УК. Внешние воздействия, изменяя ток покоя транзистора, выводят транзистор из заданного режима (в нелинейную область ВАХ).

обратной связи (термостабилизация).
Термокомпенсация заключается в том, что отдельные термозависимые элементы или

целиком каскады помещаются в термокамеру с постоянной температурой.
Параметрическая стабилизация основана на введении в схему элементов (полупроводниковых элементов или терморезисторов), которые компенсируют изменение параметров схемы при внешних воздействиях среды.
Например, воздействие температуры может быть уменьшено включением в цепь базы схемы на рис., а прямосмещенного диода VD, температурный коэффициент стабилизации напряжения (ТКН) которого равен ТКН эмиттерного перехода транзистора. При изменении температуры окружающей среды напряжениеUбэ0и напряжение на диоде UVD будет меняться одинаково, в результате чего ток покоя базыIб0останется постоянным.

обратной связи (термостабилизация).


Введение отрицательной обратной связи является более распространенным. Эффект

стабилизации в такой схеме достигается введением по постоянному току отрицательной обратной связи (ООС), путем включения резистора Rэ. На частотах сигнала эта ООС устраняется шунтированием резистора Rэ емкостью Cэ.

В данном случае напряжение Uбэ0определяется как:
Uбэ0= Uбэ - URэ.
Механизм действия ООС можно изобразить следующей диаграммой:
Внешнее воздействие (t°)↑ → Iк0↑ → URэ↑ → Uбэ0↓ → Iб0↓ → Iк0↓.
петля ООС


В некоторых усилителях используются одновременно метод параметрической стабилизации и введение ООС по току и напряжению.

отличаются друг от друга тем, в каком состоянии (прямое или

обратное смещение) находятся эмиттерный и коллекторный переходы транзистора. Приведем их полное описание.
Активный режим – соответствует случаю, рассмотренному при анализе усилительных свойств транзистора. В этом режиме прямосмещенным оказывается эмиттерный переход, а на коллекторном присутствует обратное напряжение, именно в активном режиме транзистор наилучшим образом проявляет свои усилительные свойства. Поэтому часто такой режим называют основным или нормальным.
Инверсный режим – полностью противоположен активному режиму, т.е. обратносмещенным является эмиттерный переход, а прямосмещенным – коллекторный. В таком режиме транзистор также может использоваться для усиления. Однако из-за конструктивных различий между областями коллектора и эмиттера усилительные свойства транзистора в инверсном режиме проявляются гораздо хуже, чем в режиме активном. Поэтому на практике инверсный режим практически не используется.
Режим насыщения (режим двойной инжекции) – оба перехода транзистора находятся под прямым смещением. В этом случае выходной ток транзистора не может управлять его входным током, т.е. усиление сигналов невозможно. Режим насыщения используется в ключевых схемах, где в задачу транзисторов входит не усиление сигналов, а замыкание/размыкание разнообразных электрических цепей.
Режим отсечки – к обоим переходам подведены обратные напряжения. Такой режим также используется в ключевых схемах. Поскольку в нем выходной ток транзистора практически равен нулю, то он соответствует размыканию транзисторного ключа.
Угол отсечки – половиной той части периода, в течение которого транзистор открыт.
Заметим, что кроме названных основных рабочих режимов в транзисторе возможен режим пробоя на различных переходах. Обычно он возникает только в случае аварии и не используется в работе, однако существуют специальные лавинные биполярные транзисторы, в которых режим пробоя является как раз основным рабочим режимом.

имеет значение при расчете их энергопотребления и тепловыделения) вводится понятие класса

усиления. 

Различают пять основных классов усиления, которые обозначаются прописными латинскими буквами: А, В, АВ, C, D.

все время находится в активном режиме. Режим характеризуется тем, что

ИРТ, определяемая смещением, находится в середине линейного участка входной характеристики, а, следовательно, и в середине нагрузочной характеристики, так, что амплитудные значения сигналов не выходят за те пределы нагрузочной прямой, где изменения тока коллектора пропорциональны изменениям тока базы.
При работе в классе А:
угол отсечки θ = 180°,
КПД невысокий: η = (25…30)%,
коэффициент гармоник: Kг = 1%(малые нелинейные искажения).
УК такого класса применяются в основном в качестве маломощных предварительных каскадов, но иногда и в качестве оконечных.

находится в начале входной характеристики. Ток нагрузки протекает по коллекторной

цепи транзистора только в течение одного полупериода входного сигнала, а в течение второго полупериода транзистор закрыт, так как его рабочая точка будет находится в зоне отсечки..
При работе в классе B:
угол отсечки θ = 90°,
КПД значительно выше чем в классе А: η = (65…70)%,
коэффициент гармоник: Kг ≤ 10%(большой уровень нелинейных искажений).
Существенный недостаток – большой уровень нелинейных искажений, что вызвано повышенной нелинейностью усиления транзистора, когда он находится вблизи режима отсечки. Для того, чтобы усилить входной сигнал в течение обоих полупериодов, используют двухтактные схемы усилителей, когда в течение одного полупериода работает один транзистор, а в течение другого полупериода – второй транзистор в этом же режиме. Режим класса В обычно используют в мощных усилителях.

В этом случае транзистор также переключается между режимом отсечки и

активным режимом, но преобладающим является все-таки именно активный режим.

Незначительное понижение КПД усилительного каскада в классе АВ компенсируется существенным уменьшением нелинейных искажений при усилении одного из полупериодов входного сигнала.
При работе в классе АB:
угол отсечки θ > 90°,
КПД средний между классами А и В: η = (50…55)%,
коэффициент гармоник: Kг ≤ 3% (невысокий уровень нелинейных искажений).
Схемы усилителей мощности строятся так, что участок со значительными нелинейностями, когда транзистор переходит из режима отсечки в активный режим и наоборот, просто не оказывает влияния на выходной сигнал.

напряжения входного сигнала находится в режиме отсечки, а в активном

режиме – меньшую часть

При работе в классе С:
угол отсечки θ < 90°,
КПД высокий: η = (75…85)%,
коэффициент гармоник: Kг ≥ 10%(очень высокий уровень нелинейных искажений).
Этот класс часто используется в выходных каскадах мощных резонансных усилителей (например, в радиопередатчиках) с повышенным КПД.




Класс усиления D. Предназначен для обозначения ключевого режима работы, при котором биполярный транзистор может находиться только в двух устойчивых состояниях: или полностью открытом (режим насыщения), или полностью закрытом (режим отсечки).

токи и напряжения содержат как постоянные, так и переменные составляющие :
Постоянные составляющие        и 

     необходимы для того, чтобы обеспечить нужное смещение транзистора. Переменные составляющие           и          содержат полезную информацию. Эти составляющие необходимо усилить и передать без искажения.


Для упрощения анализа усилителей используют метод наложения, т.е. рассчитывают схему отдельно для переменной и постоянной составляющих. Переменные (сигнальные) составляющие имеют значительно меньшую величину, чем постоянная. Поэтому расчет по переменной составляющей называют анализом в малосигнальном (линейном) режиме. Модели транзистора для малосигнального режима содержат только линейные элементы.

характеризующие их работу в малосигнальном режиме, называют малосигнальными параметрами. При воздействии

малого сигнала транзистор рассматривают как линейный активный несимметричный четырёхполюсник. Этот четырёхполюсник (ЧП) имеет ту особенность, что у него всегда один из выводов является общим для цепей входа и выхода.

В соответствии с теорией ЧП входные и выходные напряжения и токи транзистора однозначно связаны между собой системой из 2-х уравнений, содержащих 4 параметра четырёхполюсника. Существует ряд систем параметров ЧП. Анализ работы транзисторов в малосигнальном режиме обычно проводят на базе систем Y- и H-параметров:
                                 
В области низких и средних частот взаимосвязи между сигнальными (переменными) составляющими токов и напряжений в транзисторных усилителях определяются вещественными значениями малосигнальных параметров g и h:
                                     

удобно в целях наглядности представить в виде эквивалентных схем замещения

ЧП. В этих схемах независимые генераторы тока характеризуют степень управляющего воздействия входного напряжения (обратной связи) на выходной (входной) ток

определяют следующим образом:
           – входная проводимость транзистора;
            – проводимость обратной

связи транзистора;
            – крутизна транзистора;
            – выходная проводимость транзистора.

Система g-параметров удобна тем, что в ней все малосигнальные параметры имеют размерность проводимости.

           – входное сопротивление транзистора при коротком замыкании (КЗ) на выходе;

           – коэффициент обратной связи по напряжению;
            – дифференциальный коэффициент передачи по току;
           – выходная проводимость транзистора при холостом ходе (ХХ) на входе.
Система h-параметров удобна тем, что требует обеспечения ХХ на входе транзисторного усилителя (            ) и КЗ на выходе (               ), что легко осуществимо на практике.

Отметим, что g- и h-параметры являются дифференциальными. На высоких частотах между переменными составляющими токов и напряжений появляются фазовые сдвиги, и параметры становятся комплексными (Y, H).