СХЕМОТЕХНИКА АНАЛОГОВЫХ МИКРОСХЕМ

транзисторе обладает не большим коэффициентом усиления.
1. Схема Дарлингтона. Составной

n-p-n-транзистор (пара Дарлингтона) представляет собой соединение двух n-p-n-транзисторов, показанное на рис. 12.1а. Ее главная особенность большая величина коэффициента тока базы. Из рисунка видно, что ток базы второго транзистора равен току эмиттера первого: Iб2=Iк1= (B1+1)Iб1,
где В1, - коэффициент передачи тока базы первого транзистора.
Суммарный ток коллектора двух транзисторов равен:
Iк=Iк1+Iк2=B1Iб1+B2Iб2=B1Iб1+В2(1+B1)Iб1 = (B1+В2(1+B1))Iб1
Общий коэффициент передачи по току найдём как отношение тока коллектора к току базы:
B= Iк / Iб1= B1+B2+B1B2.
Отсюда видно, что составной транзистор можно рассматривать как один транзистор с большим коэффициентом усиления по току, который реально достигает нескольких тысяч.
Недостатком рассмотренной схемы является существенно разные значения токов эмиттеров первого и второго транзисторов Iэ2>>Iэ1, в то время как от них сильно зависят В1 и В2. При однотипном изготовлении транзисторов невозможно у обоих получить большие значения В.
2. Схема на комплиментарных транзисторах. На рис.12.1б показана схема на транзисторах с разным типом проводимости, в которой этот недостаток устранен. Ее называют составным p-n-p-транзистором. Направление токов в ней соответствует p-n-p-транзистору. Поскольку Iб1=Iб, Iк1=B1Iб, Iк=Iэ2=(1+B2)Iб2=B1(1+B2)Iб
Общий коэффициент передачи по току равен B=B1+B1B2,что, практически совпадает с коэффициентом передачи предыдущей схемы.
3. Составной транзистор, выполненный по каскодной схеме (рис. 3.46). Она характеризуется тем, что транзистор VT1 включен по схеме с общим эмиттером, а транзистор VT2 – по схеме с общей базой. Такой составной транзистор эквивалентен одиночному транзистору, включенному по схеме с ообщим эмиттером, но при этом он имеет гораздо лучшие частотные свойства и большую неискаженную мощность в нагрузке.

Рис. 3.47. Каскодная схема

усилительных каскадов подается постоянное - напряжение смещения, определяющее положение рабочей

точки. В отличие от усилителей на дискретных элементах, в интегральных схемах не применяют трансформаторную или емкостную связь между каскадами, поэтому при непосредственной связи на вход следующего каскада вместе с сигналом поступает усиленное постоянное напряжение.
Возникает проблема накопления уровня постоянной составляющей. Схема сдвига уровня (рис. 12.2) предназначена для сдвига (уменьшения) этого уровня на заданную величину.
Вольтамперная характеристика открытого кремниевого p-n-перехода круто поднимается при прямом напряжении U*= 0,6В, поэтому выходное напряжение схемы ниже входного на величину суммарного падения напряжения на переходе база-эмиттер, на всех диодах и на резисторе: U2=U1- (n-1)U*- I0R.
Меняя число диодов п и величину тока можно изменять сдвиг уровня постоянной составляющей. Коэффициент передачи для переменной составляющей, как в любой схеме с общим коллектором, близок к единице.

вырабатывает ток не зависящий от сопротивления нагрузки.
1.Простейший генератор тока на транзисторе

с ОЭ Ток нагрузки равен: Iн= Iэ=(E0 - U*бэ)/R0
Выходное сопротивление такого источника равно выходному со противлению каскада с общим эмиттером. Недостаток такого источника - относительно низкое выходном сопротивлении и наличии эффекта модуляции h2lэпод действием Uк из-за изменения нагрузки.
2. Значительно лучше работает ГСТ на БТ с ОБ.
3. В аналоговых интегральных схемах широкое распространение получил стабилизатор тока под названием "токовое зеркало" или отражатель тока). Эта схема обеспечивают не только получение большого динамического сопротивления, но и слабую зависимость самого тока генератора от нестабильности напряжения источников питания и температурной нестабильности элементов схемы.
Транзистор VТ1 работает в диодном включении, поэтому его Iэ1= I1 а, Uбэ1= Uбэ2=φтln(Iэ/I0).
Следовательно, Iэ2=I1 или, пренебрегая током базы второго транзистора, I1=I2. Таким образом, получаем ток второй ветви, равный или при неидентичных транзисторах пропорциональный току первой ветви.
В схеме на рис.12.3б I1R1+Uбэ1=I2R2+Uбэ2. Тогда I2/I1=R1/R2, т.е. I2 = I1R1/R2.
Из (7.14) следует, что выходным током 1„ можно управлять, меняя тем или иным способом входной ток I1, в чем и проявляется достоинство отражателя ток Кроме того, в выражение (7.14) не входят ни напряжение на стабилитроне, ни коэффициент усиления тока. Это значит, что работа отражателя тока в первом приближении не зависит от изменения этих параметров и, прежде всего, от температуры.
Чтобы обеспечить особо малые выходные токи (например, при работе ДУ в микросхеме), сопротивление R2 делают равным нулю. Для такого варианта In = (φ/R2)ln(Is/In) зависимость тока нагрузки In от тока управления Is значительно слабее, а управление " входным током менее эффективно

каскадов операционного усилителя. Он выполнен (рис. 12.4.) по балансной схеме

и состоит из двух одинаковых плеч, каждое из которых содержит транзистор и резистор нагрузки. Эмиттеры транзисторов соединены между собой и через резистор Rэ или источник тока I0 подключены к общей шине.

Главная oсобенность схемы - ее симметрия. Интегральная технология позволяет получить одинаковые параметры транзисторов и пары резисторов.
Генератор тока обеспечивает постоянство тока в общей части эмиттерной цепи, поэтому потенциал эмиттера Uэ= const, т.е. можно считать, что эмиттеры для переменной составляющей заземлены.
Схема имеет два входа на которые одновременно можно подать два напряжения (сигнала): Uвх1 и Uвх2. Возможны два способа подачи входного сигнала.
При этом (Uвх1 - Uвх2) = Uвх. диф - дифференциальная составляющая входных сигналов, а (Uвх1 + Uвх2)/2 = Uвх. сс - синфазная составляющая входных сигналов.
За выходной сигнал схемы можно принимать:
Uвых = Uк1 или Uвых = Uк2 - это несимметричный выходной сигнал;
2. Uвых =U12 =Uк1 - Uк2- это симметричный выходной сигнал. Обычно применятся последний способ снятия выходного сигнала. Здесь
Uвых= Uк1-Uк2= (Еп- Iк1Rк) - (Еп- Iк2 Rк) = Rк(Iк2 - Iк1).
Отсюда видно, что выходной сигнал не зависит от изменения питающего напряжения Еп и он пропорцианален разности токов (Iк2 - Iк1). , а потому не зависит от Еп.

т. е. сопротивления резисторов и параметры транзисторов, входящих в каждое

плечо, одинаковы. Тогда при одинаковых входных сигналах Uвх1 и Uвх2 токи Iк1 и Iк2 транзисторов также будут одинаковы, а это означает, что разность потенциалов между коллекторами (точки 1, 2) будет равна нулю. Этот случай, когда оба входных сигнала одинаковы как по амплитуде, так и по фазе, называется режимом усиления синфазного сигнала. Т.о. в идеальном ДУ синфазные сигналы не влияют на выходное напряжение.
На рис.12.5а показан вариант синфазного, подключения входного сигнала, когда приращения напряжений на входах синфазны и равны Uвх1=Uвх2.
При этом коллекторные токи транзисторов изменяются одинаково (синфазно), напряжения на коллекторах равны, а выходное напряжение: Uвых= Uк1-Uк2=0, ΔUвых= ΔUк1-ΔUк2=0, т.е. синфазный сигнал дифференциальным усилителем подавляется.
. На рис.12.5б показано дифференциальное включение входного сигнала. Здесь на оба входа подать одинаковые по уровню, но разные по фазе сигналы, от в результате ток одного транзистора увеличится, а другого на столько же умень­шится т.е. ΔIк1=-ΔIк2. В этом случае разность потенциалов между коллекторами будет пропорциональна удвоенному значению изменения напряжения на коллекторе транзисторов. При этом через резистор Rэ будет течь неизменный ток I0. Т.о., напряжения на коллекторах меняются противофазно, а потому выходное напряжение равно:
Uвых=ΔUк1- (- ΔUк1)=2ΔUк=2Rк.ΔIк ≈ αI0th(Uвх/2φт) ≈ К Uвх.
Здесь К - коэффициент усиления дифференциального сигнала. Таким образом, дифференциальный сигнал усиливается, а синфазный сигнал подавляется.

выхода
 
 
Коэффициент усиления синфазного сигнала
 
Коэффициент ослабления синфазного сигнала

Входное сопротивление для дифференциальной

составляющей
Rвх.диф = UВХ 1/ IБ1= 2h11Э =2[(β + l)Rэ+ Rb`].

Входное сопротивление для синфазной составляющей Rс = (β +l)Ri.

Поскольку Ri » Re` то Rс >> Rдиф.
 

Малое значение Кu;
2. Нагрузка не связана с землей.

Первый недостаток устраняется путем использования к качестве нагрузки БТ «токового зеркала» см. рис. 14.9, а показан каскад с ОЭ, нагруженный «токовым зеркалом» на транзисторах VТ2 и VT3.

Такую же нагрузку применяют и в дифференциальном каскаде усиления с несимметричным выходом (рис. 14.9, б). Транзистор VT4 не является просто пассивной нагрузкой транзистора VT2, а также участвует в усилении сигнала. Он управляется выходным током транзистора VT1.

Схема такого дифференциального каскада приведена на рис. .Она выполнена на комплементарных парах взаимно-согласованных транзисторов. Транзисторы VT1 и VT2 - это дифференциальный каскад, а VТ3 и VT4 – это токовое зеркало. При этом, пренебрегая малостью токов базы по сравнению с токами коллектора, запишем: Iк1=Iк3. Поскольку пары согласованы то Iк3=Iк4. Отсюда следует, что
Iвых=Iк4 - Iк2= Iк1 - Iк2 = αI0th(Uвх/2φт).
Таким образом, мы получили дифференциальный каскад с выходным током, который пропорционален разности выходных напряжений.

должны иметь:
Малое выходное сопротивление (Rвых=0) и напряжение на выходе =0,

если напряжение на входе тоже =0.
Задачей выходных каскадов является обеспечение заданной мощности в нагрузке.
Основные параметры усилителей мощности Коэффициент усиления напряжения является для выходных каскадов второстепенным параметром; для них наиболее важными являются коэффициент полезного действия и коэффициент нелинейных искажений при обеспечении задан­ий мощности.
Выходные каскады обычно потребляют основную часть мощности усилителя, этому высокий КПД имеет существенное значение. Это особенно важно для интегральных схем, в которых мощность, рассеиваемая кристаллом, ограничена. Что касается коэффициента нелинейных искажений, то для выходных каскадов он имеет немаловажное значение, поскольку в таких каскадах усиливаемые сигналы максимальны.
Коэффициент полезного действия определяется как отношение выходной мощности каскада к мощности, отбираемой от источника питания Ucc: КПД =UMIM/2 UссIcр, где UMIM — амплитуды выходного тока и напряжения; Icр — среднее значение потребляемого каскадом тока.
Коэффициент нелинейных искажений характеризует отличие формы выходной сигнала от формы входного, что обусловлено нелинейностью амплитудной характеристики каскада. Нелинейные искажения проявляются в возникновении в выходном сигнале новых гармоник, отсутствующих во входном. Характеристикой нелинейных искажений является отношение суммарной мощности высших гармоник, начиная второй, к мощности первой гармоники (на частоте входного сигнала).

, где

- мощность выдаваемая на коллекторных переходах транзистора усилителя мощности.
3) КНИ – коэффициент нелинейного искажения. Под искажениями понимают – отклонение формы сигнала на выходе от формы сигнала на входе.

Обычно это выходные каскады многокаскадных усилителей. Они служат для повышения нагрузочной способности и создают на нагрузке сигнал заданной мощности. Такие усилители работают в режиме большого сигнала, а потому их основными параметрами являются следующие:
1) Выходная мощность:

Усилители мощности

2) Коэффициент полезного действия: (КПД)=

- мощность потребляемая источником питания.

усилители класса А, АВ, В, С, Д.

2) По связи с

нагрузкой, это: усилители с трансформаторной связью; без трансформаторной усилителя мощности.

3) По схемотехническому решению: однотактные усилители; двухтактные усилители, полумостовые и мостовые.

4) По виду усиливаемого сигнала: апериодические усилители – они предназначены для усиления широкополосных непрерывных сигналов; резонансные усилители мощности – они предназначены для усиления сигналов в узком диапазоне частот.

Рассмотрим режим класса А.
Рабочая точка выбирается на

середине линейного участка.
Проведем графоаналитически расчет КПД и оценим качественно КНИ (рис.8. )
Их преимущество является малые нелинейные искажения, поскольку рабочая точка выбрана на середине нелинейного участка
Основным недостатком режима класса А является малое значение КПД<25%..

рабочая точка выбирается при напряжении отсечки. В этом случае UВЫХ

создает в цепи базы тока полуволну тока. Для режима класса В КПД рассчитывают для одного полу периода. Достоинством режима класса В является высокое КПД, а недостатком существенное нелинейное искажение, отрицательная полуволна входного сигнала отсутствует. Поэтому режим класса В в однотактных усилителях не применяются, он применяется лишь в двухтактных схемах усилителя.

Режим класса В.

работает в режиме класса А, его рабочая точка задается резисторами

R1, R2. Трансформатор Тр1
служит для передачи сигнала от источника сигнала на входе усилителя и их согласования, а поэтому называется
согласующим. Трансформатор Тр2 служит для передачи сигнала в нагрузку, через него протекает большие токи и
поэтому он называется силовым или выходным трансформатором.
Входной гармонический сигнал создает в выходной цепи трансформатора ток изменяющийся по гармоническому
закону, при этом и положительная и отрицательная полуволна усиливается одним активным элементом как бы за один
такт, поэтому эта схема называется однотактной. С помощью трансформатора Тр2 ток IК преобразуется в выходное
напряжение, который по форме совпадает с входным сигналом.

в виде интегральной схемы. Бестранзисторные усилители должны иметь:
1) Малое выходное

сопротивление, что необходимо для согласования с низкой нагрузкой.
2) Выходное напряжение равно нулю, когда входное равно нулю, т.е. усилитель должен быть сбалансированным.
Схема однотактного бестранзисторного усилителя режима класса А. В них оба полупериода входного сигнала усиливаются обним активным элементом.В первой схеме UВЫХ получается после СР2, с помощью его мы изменяем постоянную составляющую. недостаток: наличие Ср2
Во второй схеме за счет двухполярного питающего напряжения устраняется разделительный конденсатор СР2.
Схема двухтактного безтранзисторного усилителя на комплементарных транзисторах.
Транзисторы имеют одинаковые параметры, но разный тип проводимости называются комплементарными. В этой схеме транзистор VT1 n-p-n типа, VT2 p-n-p типа по отношению к нагрузке, каждый из них включен по схеме с общим коллектором. Транзисторы работают в режиме класса В.
Первый полу период входной сигнал создает ток через транзистор VT1, который на нагрузке создает напряжение . Второй полу период входной сигнал создает ток через транзистор VT2 и второй полу период выходного напряжения. Поскольку токи через нагрузку протекают в разных направлениях, то напряжение получается закономерным – гармоническим.

Бестранзисторные усилители мощности

.

Также может случится при коротком замыкании на входе. Для защиты транзисторов от больших токов применяют различные схемы.

В простейшем случае применяют резистор включенный последовательно с нагрузкой, однако это существенно уменьшает энергетические показатели усилителя.

2) Совершеннее являются схема на транзисторах. VT1, VT2 –транзисторы схемы защиты. VT3, VT4 – транзисторы усилителя мощности.
Схема работает следующим образом:
Если ,то

Транзисторы VT1, VT2 закрыты.

Если , то и транзистор входит в состояние насыщения, при этом VT3, VT4- закрываются, ток- уменьшается примерно до нуля.
Как только короткое замыкание на выходе будет устранено схема автоматически будет возвращаться в нормальный режим работы.

Схема защиты выходного каскада от короткого замыкания

изменяющихся во времени. В УПТ обычно используется непосредственная (гальваническая) связь

между каскадами. Только она обеспечивает передачу от каскада к каскаду постоянного во времени сигнала. Такая связь приводит к двум особенностям таких усилителей.
1) Необходимость согласования каскадов по постоянной составляющей между собой.
2) В таких усилителях существенную роль играет «дрейф нуля». Под дрейфом нуля понимают изменение выходного напряжения, при постоянстве его на входе.
Причины дрейфа:
1) Температурная зависимость параметров элементов схемы. Она создает температурный дрейф. Он имеет наибольший вклад в общий дрейф усилителя.
2) Это зависимость параметров элементов от величин питающих апряжений.
3) Временная нестабильность параметров элементов, она создает временной дрейф, он связан со старением элементов.
4) Шумы элементов схемы.
Все эти причины приводящие к дрейфу являются медленно изменяющимися во времени, а потому в усилителях переменного тока не создают дрейфа. Поскольку у них на низких частотах коэффициент усиления стремится к нулю

Усилители постоянного тока (УПТ)

.