Основы схемотехники. Тема: Межкаскадные связи. Схемы стабилизации

8-926-610-9859, 8-925-603-6373 E-mail: dolin1974@gmail.com, george-dolin@yandex.ru, georgedolin@hotmail.com, e-seminar@mail.ru
skype dolin-george

Выходная характеристика транзистора
Зависимость тока входного электрода от напряжения на нем

при по­стоянном напряжении выходного электрода называется входной статической характеристикой (рис. 3). Другими словами, для транзистора, включенного по схеме ОЭ, входная статическая характеристика представляет собой зависимость тока базы от напряжения на базе при неизменном напряжении на коллекторе. Если напряжение на коллекторе меняется, то характеристика тоже изменяется. Обычно снимают не одну, а семейство входных характеристик для различных напряжений UK3.
Выходной статической характеристикой (рис. 4) называется зависимость . тока выходного электрода транзистора от напряжения на этом электроде при неизменном токе входного электрода. При включении транзистора по схеме ОЭ — это зависимость тока Iк от напряжения UK3 при неизменном токе ба­зы IБ.

Выходная характеристика транзистора
Статические характеристики предполагают, что в коллекторную цепь тран­зистора

не включено сопротивление нагрузки.

Если такое сопротивление есть, то изменение тока коллектора происходит не только под действием изменения тока или напряжения на базе, но и под действием изменения напряжения на самом коллекторе.

Это последнее изменение происходит потому, что при изме­нении коллекторного тока, протекающего через резистор нагрузки RK, проис­ходит изменение падения напряжения на этом резисторе. А это значит, что в процессе усиления переменного сигнала на коллекторе транзистора, напряжение изменяется непрерывно и транзистор как бы непрерывно переходит с одной выходной статической характеристики на другую.

Выходная характеристика транзистора
Построим на выходной статической характеристике линию, которая будет

характеризовать ток коллектора в зависимости от изменяющегося коллектор­ного напряжения. Такую линию называют нагрузочной (динамической) выход­ной или рабочей характеристикой транзистора. Для ее построения предполо­жим вначале, что транзистор заперт и ток коллектора равен нулю: Iк= =0. В этом случае напряжение на коллекторе равно напряжению Ек его источника питания, так как падение напряжения на нагрузке Rк отсутствует. На оси напряжений UКэ семейства статических выходных характеристик найдем точку, соответствующую иКэ — Ек. Эту точку нулевого тока обозначим М. Те­перь найдем вторую крайнюю точку динамической характеристики из предполо­жения, что напряжение на коллекторе транзистора иKЭ = 0, т. е. транзистор замкнут накоротко. В этом случае ток коллектора Ik=Ek/Rk. 

Выходная характеристика транзистора
В действитель­ности коллекторный ток таким быть не может,

так как при нулевом коллек­торном напряжении транзистор вообще не работает. Отметим, что теоретиче­ский максимальный ток на оси токов семейства статических коллекторных ха­рактеристик соответствует точке N. Таким образом, получили две крайние точ­ки динамической выходной характеристики. Остальные точки лежат на прямой, соединяющей их. Так как уравнение Uk=Ek — IkRk — уравнение прямой линии, через точки М и N проведем прямую, которая и есть выходная динамическая характеристика. Если изменить сопротивление нагрузки Rк, например увеличить его до R‘K, то ток I‘k = Ek/R‘k станет меньше Ik = EК/Rk и точка N опустит­ся, а динамическая характеристика наклонится вниз, повернувшись вокруг точ­ки М. При RK — oo коллекторный ток прекратится. Наоборот, если уменьшить Rk, то коллекторный ток увеличится и динамическая характеристика подни­мется. 

Выходная характеристика транзистора
Далее находят точки пересечения выходной динамический характеристи­ки со

статическими характеристиками при различных токах базы. Затем опре­деляют соответствующие напряжения коллектора UK3 этих точек и строят по характеристике IБ(UКэ) точки динамической входной характеристики (см. рис. 3).

Как видно из рис. 3, входная динамическая характеристика нелинейная (хотя и получена с помощью линейной выходной характеристики). Следовательно, во входной цепи усилителя возникают нелинейные искажения, т. е. если синусоидальное напряжение UБЭ входной цепи достаточно велико, то ток IБ будет нелинейным.

Выходная характеристика транзистора
Обычно в справочниках не приводят семейства входных статических

харак­теристик для схемы ОЭ и для ОБ. Объясняется это тем, что коллекторное на­пряжение слабо влияет на входной ток, поэтому обычно ограничиваются двумя входными статическими характеристиками: при UКЭ =0 и 5 В.

Если особой точности не требуется, то можно считать, что входная динамическая характе­ристика совпадает по форме с входной статической характеристикой при UКЭ= =5 В. При этом в действительности искажения в каскаде будут меньше, так как нелинейность входной динамической характеристики меньше нелинейности, входных статических характеристик.

Выходная характеристика транзистора
Если теперь подать на базу транзистора переменное напряжение,

то ра­бочая точка Т будет непрерывно перемещаться по динамической характеристи­ке в соответствии с мгновенными значениями входного напряжения.

Если по­ложение рабочей точки, напряжения питании и сам транзистор выбраны не­правильно, то могут появиться значительные искажения.

рис. 5 показана принципиальная схема простейшего усилительного кас­када при включении

транзистора по схеме ОЭ. Каскад содержит два источни­ка питания: Ек — коллекторного напряжения и Еб — напряжения смещения. В реальном усилительном каскаде напряжение смещения получают от источника кол­лекторного напряжения. Сделаем два опущения. Первое: нагрузка RK каскада одинакова для постоянного и переменного токов. Такое допущение справедливо-только в том случае, когда выходное напряжение каскада подается на устройство с очень большим входным сопротивле­нием. В нашей схеме роль такого сопро­тивления играет сопротивление резистора Ru переходной цепи, т. е. первое допу­щение справедливо, если Rn>RK. Одна­ко в реальных условиях роль резистора. Ra играет небольшое входное сопротивле­ние следующего каскада, поэтому на­грузка транзистора для постоянного то­ка не равна нагрузке для переменного тока. Второе допущение: внутреннее со­противление источника сигнала будем считать одинаковым для постоянного и переменного токов (хотя в действитель­ности это не так).

усилительного каскада зависит от исходного режима, т.е. от положе­ния рабочей

точки Т на характеристиках при отсутствии сигнала (режим по постоянному току) и от амплитуды входного сигнала.


Как видно из характе­ристик на рис. 3 и 4, исходный режим по постоянному току, т. е. исходное положение рабочей точки Т на характеристиках, зависит от напряжения источ­ника смещения Еб, так как именно этим напряжением определяется (при от­сутствии входного сигнала) ток базы IБ, а следовательно коллекторный ток Iк и напряжение UКэ. Таким образом, изменяя напряжение смещения на базе Е6, можно установить необходимое исходное положение рабочей точки Т на вы­ходной характеристике транзистора.

Каким же должно быть это положение?

каскада
Если неправильно выбрать положение рабочей точки Т (рис. 6), то тран­зистор в

процессе усиления будет периодически находиться в режиме насыще­ния (когда коллекторный ток максимален и не увеличивается, несмотря на про­должающееся увеличение амплитуды входного сигнала), либо в режиме отсечки (когда коллекторный ток минимален из-за запирания транзистора).
В обоих случаях усиление сигнала будет происходить со значительными нелинейны­ми искажениями, т. е. форма выходного тока усилительного каскада не будет соответствовать форме входного усиливаемого сигнала.
Поэтому положение точ­ки Т на выходной характеристике должно удовлетворять условиям:

|Uкт|> UКэт+UКЭmin; | UКЭT| + UKЭm

каскада
Таким образом, выяснив из приведенных соотношений исходное положе­ние точки Т на выходной

динамической характеристике, определяют соответст­вующей этому положению исходный ток базы IБT (см. рис. 4 — для нашего случая IБт = 0,6 мА). Затем, отыскав на входной динамической характеристи­ке точку, соответствующую IБТ, определяют необходимое для создания этого тока напряжение смещения на базе U БЭ (по рис. 3 току IБГ = 0,6 мА необхо­димо напряжение смещения на базе UБ=0,37 В).

Однако надо учитывать и мощностные возможности транзистора. Ведь, произведение напряжения Uкэ , соответствующее точке Т, на ток коллектора Iк г — это мощность Рк, рассеи­ваемая на транзисторе в состоянии покоя. Она не должна превышать допустимую для данного транзистора Ркmах, иначе он перегреется и выйдет из строя. Поэтому условие для выбора транзистора по мощности:

|UKa т|Iкт < PK max.

а представлена схема УК с фиксированным напряжением базы. Данное фиксирование

(стабилизация) осуществляется заменой источника напряжения смещения делителем напряжения питания Еп (сопротивления Rб1 и Rб2), часть которого, выделяемая на резисторе Rб1, равна значению напряжения базы Uбэ0, т.е. задает режим покоя (Uвх = 0) в УК.

Конденсаторы Ср1 и Ср2 являются разделительными: Ср1 исключает шунтирование входной цепи каскада цепью источника входного сигнала по постоянному току, что позволяет, исключить протекание постоянного тока через источник входного сигнала по цепи +Еп → Rб2 → внутреннее сопротивление источника Rг, а также обеспечить независимость напряжения Uбэ0 в режиме покоя от внутреннего сопротивления источника входного сигнала. Назначение конденсатора Ср2 – пропускать в цепь нагрузки только переменную составляющую напряжения.

процесс задания режима покоя. Для этого воспользуемся графоаналитическим методом.
Составим уравнение по

2-му закону Кирхгофа для режима покоя, т.е. для постоянных составляющих токов и напряжений:
Iк0Rк + Uкэ0 + URэ0 – Eп = 0.
Величина URэ0 незначительна, поэтому ею для упрощения анализа можно пренебречь, и тогда получаем уравнение
Iк0Rк + Uкэ0 = Eп.
Данное выражение является уравнением прямой линии на плоскости выходных ВАХ транзистора. Эта линия называется нагрузочной характеристикой (линией) УК (б). Точка пересечения этой линии с ВАХ, соответствующей Iб0, определяет режим работы каскада по постоянному току (режим покоя).
Основные параметры УК зависят от внешних возмущений и в первую очередь от температуры. При изменении температуры изменяется обратный ток Iкобр напряжение Uбэ и коэффициент передачи по току. Все эти изменения принято характеризовать понятием дрейф нуля УК. Внешние воздействия, изменяя ток покоя транзистора, выводят транзистор из заданного режима (в нелинейную область ВАХ).

обратной связи (термостабилизация).

Термокомпенсация заключается в том, что отдельные термозависимые элементы или

целиком каскады помещаются в термокамеру с постоянной температурой.
Параметрическая стабилизация основана на введении в схему элементов (полупроводниковых элементов или терморезисторов), которые компенсируют изменение параметров схемы при внешних воздействиях среды.
Например, воздействие температуры может быть уменьшено включением в цепь базы схемы на рис., а прямосмещенного диода VD, температурный коэффициент стабилизации напряжения (ТКН) которого равен ТКН эмиттерного перехода транзистора. При изменении температуры окружающей среды напряжение Uбэ0 и напряжение на диоде UVD будет меняться одинаково, в результате чего ток покоя базы Iб0 останется постоянным.

обратной связи (термостабилизация).


Введение отрицательной обратной связи является более распространенным. Эффект

стабилизации в такой схеме достигается введением по постоянному току отрицательной обратной связи (ООС), путем включения резистора Rэ. На частотах сигнала эта ООС устраняется шунтированием резистора Rэ емкостью Cэ.

В данном случае напряжение Uбэ0определяется как:
Uбэ0= Uбэ - URэ.
Механизм действия ООС можно изобразить следующей диаграммой:
Внешнее воздействие (t°)↑ → Iк0↑ → URэ↑ → Uбэ0↓ → Iб0↓ → Iк0↓.
петля ООС


В некоторых усилителях используются одновременно метод параметрической стабилизации и введение ООС по току и напряжению.

отличаются друг от друга тем, в каком состоянии (прямое или

обратное смещение) находятся эмиттерный и коллекторный переходы транзистора. Приведем их полное описание.
Активный режим – соответствует случаю, рассмотренному при анализе усилительных свойств транзистора. В этом режиме прямосмещенным оказывается эмиттерный переход, а на коллекторном присутствует обратное напряжение, именно в активном режиме транзистор наилучшим образом проявляет свои усилительные свойства. Поэтому часто такой режим называют основным или нормальным.
Инверсный режим – полностью противоположен активному режиму, т.е. обратносмещенным является эмиттерный переход, а прямосмещенным – коллекторный. В таком режиме транзистор также может использоваться для усиления. Однако из-за конструктивных различий между областями коллектора и эмиттера усилительные свойства транзистора в инверсном режиме проявляются гораздо хуже, чем в режиме активном. Поэтому на практике инверсный режим практически не используется.
Режим насыщения (режим двойной инжекции) – оба перехода транзистора находятся под прямым смещением. В этом случае выходной ток транзистора не может управлять его входным током, т.е. усиление сигналов невозможно. Режим насыщения используется в ключевых схемах, где в задачу транзисторов входит не усиление сигналов, а замыкание/размыкание разнообразных электрических цепей.
Режим отсечки – к обоим переходам подведены обратные напряжения. Такой режим также используется в ключевых схемах. Поскольку в нем выходной ток транзистора практически равен нулю, то он соответствует размыканию транзисторного ключа.
Угол отсечки – половиной той части периода, в течение которого транзистор открыт.
Заметим, что кроме названных основных рабочих режимов в транзисторе возможен режим пробоя на различных переходах. Обычно он возникает только в случае аварии и не используется в работе, однако существуют специальные лавинные биполярные транзисторы, в которых режим пробоя является как раз основным рабочим режимом.

и полевых транзисторах, выполненные по схеме включения транзистора с общим

эмиттером (ОЭ) и общим истоком (ОИ).
Коэффициент усиления по напряжению kU в схеме с ОЭ на биполярном транзисторе определяется по формуле:
kU = h21ОЭ • (Rк / Rвх_диф),
а для схемы с ОИ на полевом транзисторе по формуле:
kU = S • Rc,
т.е. коэффициент усиления напрямую зависит от сопротивления в цепи коллектора или стока.

приведет к уменьшению среднего тока в цепи коллектора или стока,

а при уменьшении этого тока уменьшается дифференциальный коэффициент передачи тока h21ОЭ для биполярного транзистора, или крутизна передаточной характеристики S для полевого транзистора.
Поэтому для увеличения коэффициента усиления по напряжению наилучшим решением является использование в качестве сопротивления нагрузки Rк или Rс источника тока (обладающего максимальным дифференциальным сопротив-лением).

базой (ОБ) зафиксировать напряже-ние на базе источником постоянного напряжения Uсм,

а ток, который втекает в эмиттер, задать резистором Rэ, то значение тока эмиттера можно рассчитать по формуле:

Eк

+

–

Uсм

Rэ

Rнагр

Iк

Iэ

Iэ = (Uсм – Uэб) / Rэ
Ток коллектора в этой схеме почти равен току эмиттера:
Iк = α • Iэ.

эмиттера, поэтому и коллекторный ток тоже не изменяется.
Схема с

ОБ имеет максимальное выходное сопротивление, поэтому выходное сопротивление в этой схеме приближается к выходному сопротивлению идеального источника тока, т.е. к бесконечности.

Iб.
Из входной характеристики биполярного транзистора сле-дует, что стабилизация базо-вого

тока Iб означает стабили-зацию напряжения эмиттер-но-базового перехода Uэб.

В качестве элемента, поддерживающего постоянным напряжение на эмиттерно-базовом переходе, можно использовать p-n-переход, через который проходит постоянный ток Iсм. Этот ток задается резистором Rсм.

VT1 в диодном включении.
При идентичных параметрах этих транзисторов обеспечивается

хорошая температурная стабилиза-ция режима работы транзистора VT2.
Изменение напряжения на эмиттерно-базовом переходе транзистора VT2 при изменении температуры транзисторов приводит к аналогичным изменениям падения напряжения на эмиттерно-базовом переходе транзистора VT1.
Поэтому ток базы Iб и ток коллектора Iк транзистора VT2 остаются неизменными в широком диапазоне изменения температур этих транзисторов за счет взаимной температурной компенсации изменения падения напряжения на эмиттерно-базовых p-n-переходах транзисторов.

тока, называемую «токовым зеркалом».
По выполняемой функции «токовое зеркало» является управляемым

током источником тока, коэффициент передачи которого равен единице.

Для нормальной работы устройства необходимо, чтобы параметры транзисторов VT1, VT2 были полностью идентичными.
Транзистор VT1 используется в диодном включении. Т.к. напряжение коллектор-база равно нулю, то транзистор работает в активном режиме.

UэбVT1 = UэбVT2
токи

коллекторов также равны: IкVT1 = IкVT2.
Для входного тока устройства справедливо соотношение:
Iвх = IкVT1 + IбVT1 + IбVT2 = IкVT1 • ( 1 + 2 / β).
Учитывая, что β >> 1, можно с достаточной для инженерных расчетов точностью записать:
Iвх ≈ IкVT1 = IкVT2 = Iвых.

используют улучшенную схему «токового зеркала», которая включает эмиттерные резисторы с

одинаковыми номиналами.

Эти резисторы образуют отрицательную обратную связь по выходногму току, и тем самым стабилизируют работу «токового зеркала».

выходе IкVT2 при недостаточной идентичности используемых транзисторов.
Если падение напряжения на

эмиттерных резисторах больше напряжения на эмиттерно-базовых переходах: URэ > Uэб,
то эта схема позволяет не только повторять входной ток на выходе, но и масштабировать выходной ток.
При Rэ1 > Rэ2 выходной ток IкVT2 можно сделать в несколько раз большим, чем входной ток Iвх .

тока Iвх на выходе.
От исходной схемы она отличается введением

дополни-тельного транзистора VT3.

Запишем уравнения токов для этой схемы с учетом идентичности всех транзисторов:
Iвх = IкVT1 + IбVT3;
Iвых = IкVT3 .

IбVT1 = IбVT2

;
IкVT1 = IкVT2 ;
IэVT3 = IкVT3 + IбVT3 = IкVT2 + IбVT2 + IбVT1.
Принимая во внимание, что:
IбVT3 ≈ IбVT2 = IбVT1 = Iб;
Получаем окончательный результат:
Iвых = IкVT3 = IэVT3 – IбVT3 =
(IкVT2 + IбVT2 + IбVT1) – IбVT3 = IкVT1 + IбVT3 = Iвх.
При идентичности транзисторов повторяемость входного тока на выходе схемы «токового зеркала» Уилсона будет полной.

с изоляцией затвора p-n-переходом или МОП транзисторов со встроенным каналом

схемы источников тока могут быть предельно упрощены.
Связано это с тем, что эти транзисторы работают при полярности напряжения затвора, противопо-ложной полярности напряжения стока.
Простейший источник тока может быть получен при закорачивании выводов затвора и истока (на рис. резистор в цепи истока Rи = 0).

при нулевом напряжении Uзи = 0.
Этот параметр имеет технологичес-кий

разброс в 2 ÷ 3 раза даже у полевых транзисторов одного типа.
Если необходим источник тока с меньшим значением, чем I0с, можно включить в цепь истока резистор Rи.
На передаточной характеристике ко-тангенс угла наклона прямой равен номиналу резистора Rи в цепи истока.
В точке пересечения этой прямой с передаточной характеристикой ПТ определяем ток стабилизации Iстаб, протекающий через канал ПТ и сопротивление нагрузки.

Rнагр

Iс

Eс

+

–

Rи

Iст, мА

–1

–2

I0с

Iстаб

2

4

6

8

10

Uзи, В

не превышает нескольких десятков.
Поэтому в случае необходимости получения больших

значений коэффициента усиления используют многокаскадные усилители, построенные путем последовательного соединения нескольких одиночных каскадов.
Результирующий коэффициент усиления рассчи-тывается как произведение отдельных коэффициентов.
При таком соединении встает проблема согласова-ния входных и выходных сигналов как по постоянному, так и по переменному току.

Для исключения взаимного влияния УК друг на друга при передаче

сигнала применяют различные типы межкаскадной связи.

Основные типы межкаскадных связей:
непосредственная,
резистивно-емкостная,
трансформаторная.

предыдущего каскада соединяется с входным электродом последующего непосредственно. Различают последовательную

и параллельную непосредственную связь.
К достоинствам непосредственной межкаскадной связи следует отнести простоту ее реализации, отсутствие при ее использовании низкочастотных искажений, возможность стабилизации режимов работы на постоянном токе усилительного тракта в целом за счет охвата этого тракта общей петлей обратной связи (ОС). Недостатком, нарушающим нормальную работу усилителей, является дрейф нуля. Непосредственная связь широко используется в усилителях постоянного тока (УПТ) и в аналоговых микросхемах.

преграждает путь постоянной составляющей напряжения из выходной цепи на вход

следующего каскада.
УК, соединенные такой связью свободны от недостатков каскадов с непосредственной связью, т.е. они не обладают дрейфом нуля, передаваемым на следующий каскад, и без затруднения позволяют обеспечить необходимые напряжения на усилительных элементах при питании многокаскадного усилителя от одного источника. Также, такие каскады обладают хорошей частотной характеристикой, имеют небольшие нелинейные искажения и находят широкое применение.
Конденсатор С является блокирующим для постоянного тока и конденсатором связи для переменного тока. Резистор R3 является коллекторной нагрузкой первого каскада. Резистор R4 является входной нагрузкой, а также замыкает по постоянному току цепь перехода база-эмиттер второго каскада.
Резисторно-емкостная связь используется, главным образом, в усилителях низкой частоты. Конденсатор связи С должен иметь низкое реактивное сопротивление для минимизации ослабления сигнала на низких частотах. Обычно используется емкость в пределах от 10 до 100 микрофарад. Конденсатор связи обычно бывает электролитическим.

обмотку трансформатора, включаемую в выходную цепь усилительного элемента, на выходной

электрод подается напряжение питания, а ко вторичной присоединяют входную цепь следующего каскада. Переменная составляющая выходного тока, проходя через первичную обмотку, создает на ней напряжение сигнала, трансформирующееся во вторичную обмотку и подающееся на вход следующего каскада.
К достоинству связи этого типа следует отнести то, что при ее применении выбором коэффициента трансформации можно обеспечить оптимизацию значения нагрузки усилительного прибора и тем самым реализовать возможность получения предельных значений сигнальной мощности, отдаваемой в нагрузку. В связи с этим трансформаторное подключение нагрузки к выходной цепи транзистора используется в оконечных каскадах усилителей мощности, где требуется получение больших сигнальных мощностей и высоких значений КПД.
Недостатком этого типа является то, что трансформаторы громоздки и дороги. Кроме того, усилитель с трансформаторной связью может использоваться только в узком диапазоне частот.

переменного тока и усилители постоянного тока.
К первой группе относятся

усилители с трансформаторными или RC-связями, ко второй группе относятся усилители с непосредственными гальваническими связями.
В усилителях переменного тока в каждом отдельном каскаде можно установить наиболее оптимальный режим работы по постоянному току, например с точки зрения коэффициента усиления или вносимых искажений.
Однако, если в этих усилителях входной сигнал содержит и постоянную составляющую, то после усиления информация о постоянной составляющей будет потеряна.

току взаимосвязаны и изменение режима работы по постоянному току в

первых каскадах (например, при изменении тампературы) приводит к многократному изменению режима работы по постоянному току в выходных каскадах.
Поэтому для стабилизации режимов работы в усилителях постоянного тока используют методы термокомпенсации:
дифференциальные усилительные каскады,
нагрузки усилительных каскадов выполняются по схеме «токового зеркала», а также
для стабилизации режима работы широко используют отрицательную обратную связь ООС с выхода усилителя на вход.

сигнала Fн (определяемая по снижению коэффициента усиления на 3 дБ

по сравнению с коэффициентом усиления на средних частотах) зависит от номиналов разделительных конденсаторов между каскадами и конденсаторов, блокирующих цепи ООС стабилизации режима работы.
Цепь с разделительным конденсатором С1 можно представить эквивалентной схемой. Резистор Rб равен параллельному соединению резисторов базового делителя Rб1 и Rб2. Резистор Rвх_диф – это входное дифференциальное сопротивления каскада с ОЭ.
Поскольку в большинстве случаев Rб >> Rвх_диф, то резистор Rб в этой схеме можно не учитывать.

из двух раз (т.е. на 3 дБ) на частоте, при

которой реактивное сопротивление конденсатора равно сопротивлению Rвх_диф :
Rвх_диф = 1 / ω • С1 = 1 / (2 • π • Fн • С1).
Поэтому: С1 = 1 / (2 • π • Fн • Rвх_диф).

Uвх

Rвх_диф

Rб

3 дБ на частоте Fн:

С2 = 1 / (2 • π • Fн • Rнагр).
Аналогично конденсатор С3 уменьшает коэффициент передачи по напряжению на 3 дБ на частоте Fн:
С3 = 1 / (2 • π • Fн • Rэ).
Результирующее уменьшение коэффициента передачи на частоте Fн составит 9 дБ.
Для того, чтобы суммарное уменьшение коэффициента передачи не превышало 3 дБ, в этих формулах необходимо рассчитанные номиналы конденсаторов увеличить в 3 раза (т.е. умножить на количество тех конденсаторов, которые определяют снижение коэффициента передачи на низких частотах).

приводят к результатам с немного меньшими значениями.
Поэтому рассчитанные по

формулам и умноженные на количество конденсаторов номиналы С1, С2 и С3 получаются с небольшим запасом, что в итоге позволяет улучшить частотную характеристику усилителя, т.е. получить уменьшение коэффициента передачи на частоте Fн менее 3 дБ.
Аналогично рассчитываются номиналы конден-саторов в многокаскадных схемах с RC-связями между каскадами.

от нуля до верхней граничной частоты Fв с неравномерностью не

более 3 дБ.
Наибольшее распространение в вычис-лительной технике получили специали-зированные усилители постоянного тока (усилители с гальваническими связями) – операционные усилители (ОУ).